开关模式电源基础知识 (开关模式电源内部结构图片)

{本文由家电维修技术小编收集整理资料}为何使用开关模式电源？显然是高效率。在SMPS中，晶体管在开关模式而非线性模式下运行。这意味着，当晶体管导通并传导电流时，电源路径上的压降最小。当晶体管关断并阻止高电压时，电源路径中几乎没有电流。因此，半导体晶体管就像一个理想的开关。晶体管中的功率损耗可减至最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用SMPS而不是线性稳压器或LDO的主要原因，特别是在高电流应用中。为何使用开关模式电源？显然是高效率。在SMPS中，晶体管在开关模式而非线性模式下运行。这意味着，当晶体管导通并传导电流时，电源路径上的压降最小。当晶体管关断并阻止高电压时，电源路径中几乎没有电流。因此，半导体晶体管就像一个理想的开关。晶体管中的功率损耗可减至最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用SMPS而不是线性稳压器或LDO的主要原因，特别是在高电流应用中。例如，如今VIN、3.3VOUT开关模式同步降压电源通常可实现%以上的效率，而线性稳压器的效率不到.5%。这意味着功率损耗或尺寸至少减小了8倍。最常用的开关电源——降压转换器图8显示最简单、最常用的开关稳压器——降压型DC/DC转换器。它有两种*作模式，具体取决于晶体管Q1是开启还是关闭。为了简化讨论，假定所有电源设备都是理想设备。当开关（晶体管）Q1开启时，开关节点电压VSW=VIN，电感L电流由(VIN–VO)充电。图8(a)显示此电感充电模式下的等效电路。当开关Q1关闭时，电感电流通过续流二极管D1，如图8(b)所示。开关节点电压VSW=0V，电感L电流由VO负载放电。由于理想电感在稳态下不可能有直流电压，平均输出电压VO可通过以下公式算出：

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图8.降压转换器*作模式和典型波形其中TON是开关周期TS内的导通时间间隔。如果TON/TS之比定义为占空比D，则输出电压VO为：

当滤波器电感L和输出电容CO的值足够高时，输出电压VO为只有1mV纹波的直流电压。在这种情况下，对于V输入降压电源，从概念上讲，.5%的占空比提供3.3V输出电压。除了上面的平均法，还有一种方式可推导出占空比公式。理想电感在稳态下不可能有直流电压。因此，必须在开关周期内保持电感的伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：

因此，VO=VIN•D(5)公式(5)与公式(3)相同。这个伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓扑，以推导出占空比与VIN和VO的关系式。降压转换器中的功率损耗直流传导损耗采用理想组件（导通状态下零压降和零开关损耗）时，理想降压转换器的效率为%。而实际上，功耗始终与每个功率元件相关联。SMPS中有两种类型的损耗：直流传导损耗和交流开关损耗。降压转换器的传导损耗主要来自于晶体管Q1、二极管D1和电感L在传导电流时产生的压降。为了简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略电感电流的交流纹波。如果MOSFET用作功率晶体管，MOSFET的传导损耗等于IO2•RDS(ON)•D，其中RDS(ON)是MOSFETQ1的导通电阻。二极管的传导功率损耗等于IO•VD•(1–D)，其中VD是二极管D1的正向压降。电感的传导损耗等于IO2•RDCR，其中RDCR是电感绕组的铜电阻。因此，降压转换器的传导损耗约为：

例如，V输入、3.3V/AMAX输出降压电源可使用以下元件：MOSFETRDS(ON)=mΩ，电感RDCR=2mΩ，二极管正向电压VD=0.5V。因此，满负载下的传导损耗为：

如果只考虑传导损耗，转换器效率为：

上述分析显示，续流二极管的功率损耗为3.W，远高于MOSFETQ1和电感L的传导损耗。为进一步提高效率，ADI公司建议可将二极管D1替换为MOSFETQ2，如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。Q2的栅极需要对Q1栅极进行信号互补，即Q2仅在Q1关断时导通。同步降压转换器的传导损耗为：

图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号

如果mΩRDS(ON)MOSFET也用于Q2，同步降压转换器的传导损耗和效率为：

上面的示例显示，同步降压转换器比传统降压转换器更高效，特别适用于占空比小、二极管D1的传导时间长的低输出电压应用。交流开关损耗除直流传导损耗外，还有因使用不理想功率元件导致的其他交流/开关相关功率损耗：1.MOSFET开关损耗。真实的晶体管需要时间来导通或关断。因此，在导通和关断瞬变过程中存在电压和电流重叠，从而产生交流开关损耗。图显示同步降压转换器中MOSFETQ1的典型开关波形。顶部FETQ1的寄生电容CGD的充电和放电及电荷QGD决定大部分Q1开关时间和相关损耗。在同步降压转换器中，底部FETQ2开关损耗很小，因为Q2总是在体二极管传导后导通，在体二极管传导前关断，而体二极管上的压降很低。但是，Q2的体二极管反向恢复电荷也可能增加顶部FETQ1的开关损耗，并产生开关电压响铃和EMI噪声。公式()显示，控制FETQ1开关损耗与转换器开关频率fS成正比。精确计算Q1的能量损耗EON和EOFF并不简单，具体可参见MOSFET供应商的应用笔记。

图.降压转换器中顶部FETQ1的典型开关波形和损耗

2.电感铁损PSW_CORE。真实的电感也有与开关频率相关的交流损耗。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频SMPS中，磁芯材料可能是铁粉芯或铁氧体。一般而言，铁粉芯微饱和，但铁损高，而铁氧体材料剧烈饱和，但铁损低。铁氧体是一种类似陶瓷的铁磁材料，其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。铁损的主要原因是磁滞损耗。磁芯或电感制造商通常为电源设计人员提供铁损数据，以估计交流电感损耗。3.其他交流相关损耗。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗PSW_GATE（等于VDRV•QG•fS）和死区时间（顶部FETQ1和底部FETQ2均关断时）体二极管传导损耗（等于(ΔTON+ΔTOFF)•VD(Q2)•fS）。总而言之，开关相关损耗包括：

通常，计算开关相关损耗并不简单。开关相关损耗与开关频率fS成正比。在VIN、3.3VO/AMAX同步降压转换器中，kHz–kHz开关频率下的交流损耗约导致2%至5%的效率损失。因此，满负载下的总效率约为%，比LR或LDO电源要好得多。可以减少将近倍的热量或尺寸。[未完待续]参考资料[1]V.Vorperian，