了解高速ADC的交流特性 (了解高速adc的交通规则)
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其中q是LSB的大小,N是位数。该波形的均方根幅度即为幅度除以2的平方根。均方根量化噪声为均方根满量程信号与均方根量化噪声之比为ADC理想SNR,可用分贝表示:请记住,该表达式给出的是N位转换器的理论*。真实量化器无法达到这一性能水平,同时真实转换器还有其他噪声源,但这一数字可以作为判断候选ADC的参考。图1.(上图)采样器导致基带信号fa(蓝色)的镜像(红色)与采样频率fS及其谐波出现偏移。(下图)频谱偏移等于&plu*n;fa。出现在采样速率附近的信号、噪声和干扰频谱向下混叠至基带内。镜像也将出现在较高奈奎斯特区内。采样在采样器特性中,最为人熟悉的是在大于采样速率一半的频率(fS/2)下混叠信号能量的特性。这一半采样速率*称为奈奎斯特频率,用于将频谱分割为大小相等的区段,即奈奎斯特区。第一奈奎斯特区范围从DC至fS/2。第二奈奎斯特区占据fS/2至fS之间的频谱,依此类推。现实中,采样器混叠所有奈奎斯特区上的信号。例如,频率fa下的基带信号镜像呈现为fS&plu*n;fa、2fS&plu*n;fa,依此类推(图1上方)。同样,出现在采样频率附近的信号将向下混叠至第一奈奎斯特区。该信号的镜像也将出现在第三及第四奈奎斯特区内(图1下方)。因此,输入信号能量不在所需奈奎斯特区内的采样器在混叠作用下将产生该信号在所需奎斯特区内的镜像。显示为fa(图1下方)的带外信号能量不一定来自预期信号源。相反,该能量可能源自噪声源、带外干扰源或采用预期输入信号工作的电路元件产生的失真产物。当为您的应用决定必要的失真性能时,这是一项重要的考虑因素。通过在信号链内采样器输入之前加入基带抗混叠滤波器,可以减小采样器可用的带外信号能量。虽然理论上可以仅在需要数字化的最高频率到达两倍时采样,模拟域内不存在所谓的砖墙式滤波器,即零过渡带的滤波器。过采样,即在大于2fS的频率下采样,为抗混叠滤波器过渡带提供一些频谱空间。如果ADC量化噪声与交流输入信号无关,则噪声分布于第一奈奎斯特区中。在这种情况下,过采样还会通过加宽奈奎斯特区减少有效量化噪声,从而在采样速率每次加倍时将SNR(信噪比)增加3dB。这相当于具有固定通带的抗混叠滤波器。如果进行充分过采样,抗混叠滤波器可削弱带外信号成分,使其混叠镜像保持在本底噪声以下。应注意,如果输入信号锁定在采样频率的整数约数处,量化噪声将不再表现为奈奎斯特区中的均匀能量分布。这种情况下,量化噪声将表现为关于信号谐波的群集。为此,在选择采样速率时,应仔细考虑应用信号的频谱特性。SINAD和ENOB如果失真产物和带外频谱成分混叠无法保持在本底噪声以下,则会贡献SINAD(信纳比)。在额定输入信号条件下,转换器数据手册将以dB表示SINAD。转换器ENOB(有效位数)可能是ADC最常提到的交流规格,它是以位而非dB表示的SINAD:如果失真积和混叠信号能量保持在本底噪声以下,则SINAD=SNR。在此情况下,公式5只是公式4对N求解的调整形式。更常见的情况是SINAD<SNR。由于转换器SINAD取决于工作和信号条件,目标应用可实现的SINAD(以及相应的ENOB)取决于如何驱动ADC。尽管ENOB常被提及,但它不足以描述高速转换器的性能。众所周知,高速转换器拥有多个参数,单个数字不可能囊括整张规格表的描述内容。只要不过度依赖ENOB的重要性,该数字是比较候选转换器的合理出发点。图2.虽然ENOB提供了候选高速ADC间的有用(尽管较粗略)对比,但描述SINAD与频率关系的特性曲线更深入地反映了转换器性能。SINAD对频率特性曲线更有价值,许多高速转换器会呈现在数据手册内(图2)。该曲线至少让您可以针对应用所需频率鉴别典型性能,而不局限于转换器制造商为数据手册规格表选定的频率点。孔径抖动噪声得到上述公式4的量化噪声讨论是以理想数字转换器为前提,其中假设了无噪声信号和时钟源。在真实电路中,信号到达ADC输入端时,已经含有先前信号处理阶段带来的噪声和失真产物。噪声成分通常与量化噪声无关,因此会加入平方根之和:其中en(i)是来自作用源的噪声,作用源处于由m个不相关源组成的*内。作用噪声源之一来自采样时钟边沿时序的不确定性,产生孔径抖动噪声。可以说,该噪声源自采样器正在针对移动目标捕捉交流信号的事实。采样边沿时序的变化导致采样器捕捉幅度的统计分布,即噪声(图3)。信号频率越高,信号斜率或压摆率越大,因此边沿时序既定变化导致的幅度误差越大。这样,既定孔径抖动量的效果便取决于信号频率。
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