使用NCP1623A设计紧凑高效的PFC级的IC控制电路设计 (ncp1342设计资料)

{本文由家电维修技术小编收集整理资料}之前我们介绍过快速设计由NCP驱动的CrM/DCMPFC级的关键步骤中的定义关键规格与功率级设计。本文将详细说明IC控制电路设计中的细节：FB引脚电路、VCTRL引脚电路、CS/ZCD引脚电路、CSZCD电阻器设计等内容。步骤3：IC控制电路设计如图1所示，反馈配置包括：●一个电阻分压器，用于降低体电压，以向FB引脚提供反馈信号。出于安全考虑，分压器的上层电阻通常由两个或三个电阻构成。否则，RFB1的任何意外短接都会将输出高电压施加到*上并将其*。●一个滤波电容器，通常置于FB引脚与接地之间，以防开关噪声令反馈信号失真。通常使用的是1−nF电容。一般来说，与线路电阻相比，它与反馈电阻形成的极点必须保持在非常高的频率上。实际上，

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（公式）通常会得到较好的结果。

图1：*板的电路图●一个2型补偿网络。该电路由两个电容和一个电阻构成，用于设置交越频率和环路特性。A版本(NCPA)具有输入电压跟随升压(followerboost)功能。该技术涉及到降低输出电压，以优化PFC级效率并显著压缩其尺寸和成本。特别地，它可以显著降低升压电感和MOSFET损耗。由于输出电压必须要高于线路电压，因此只有在低压下输出电压才会降低，而在高压条件下，输出电压将调节至默认标称电压（Vout,nom通常设置为V左右）。实际上，NCPA通过反馈引脚控制这一2级输入电压跟随升压(followerboost)*作，而反馈引脚会拉动仅在低压下启用的电流IFB(LL)（通常为μA）。如数据表中所述，这将产生以下调节电压：●高压线输出电压Vout,HL=Vout,nom：

（公式）●低压线输出电压Vout,LL：

（公式）根据应用中高低压线的输出电压规格，反馈电阻值可通过下式获得：●上层反馈电阻RFB1

（公式）●下层反馈电阻RFB2

（公式）选择RFB1和RFB2后，FB引脚的相关功能在我们的应用中将定义如下：●反馈电阻比KFB：

（公式）●输入电压跟随升压(followerboost)失调电压VOFF(LL)：

（公式）●高压下的DRE进入/退出VOUT：

（公式）进入：2.5·.5%·≈V退出：2.5·.5%·≈V●低压下的DRE进入/退出VOUT：

（公式）进入：2.5·.5%·−≈V退出：2.5·.5%·−≈V●高压下的SOVP进入/退出VOUT：

（公式）进入：2.5V·%·≈V退出：2.5V·%·≈V●低压下的SOVP进入/退出VOUT：

（公式）进入：2.5V·%·−≈V退出：2.5V·%·−≈V●高压下的FOVP进入/退出VOUT：

（公式）进入：2.5V·%·≈V●低压下的FOVP进入/退出VOUT：

（公式）进入：2.5V·%·−≈V退出：2.5V·%·−≈V●高压下的UVP进入/退出VOUT：

（公式）进入：0.3V·≈V●低压下的UVP进入/退出VOUT：

（公式）进入：1.2V·−≈V退出：1.3V·−≈VVCTRL引脚电路为了找到“控制到输出”传递函数，输出电压将用输出电流和输出阻抗的乘积来定义。使用公式2并假设效率为%，输出电流由下式给出：

（公式）基于以下公式，输出电压与输出电流的偏微分等效于输出负载电阻Rload：

（公式）因此，输出阻抗中可以包括δiout/δvout，而总输出阻抗为：

（公式）控制电压与输出电流的偏微分为：

（公式）因此，“控制到输出”传递函数的定义如下：

（公式）其中，在A版本中，Ton.max在低压下为.5μs，在高压下为5μs，而G0为静态增益。通过FB电阻网络比、OTA跨导和VCTRL补偿网络获得“输出到控制”传递函数，如下所示：

（公式）其中ictrl是OTA输出电流，而zctrl(s)是VCTRL补偿电路阻抗。OTA输出电流定义如下：

（公式）其中GEA是OTA跨导增益，而Vout是直流输出电压。使用公式和公式，“控制到输出”传递函数可通过下式获得：

（公式）其中R0=Vout/(VREF·GEA)，而补偿网络电路是CZ、RZ和CP(<<CZ)，如图2所示。

图2：FB和VCTRL电路公式中的极点和公式中的零点位置相近，交越频率fC位于公式中零点和第二极点之间。相位裕量m（弧度）由CP调整。由此，我们得到以下公式：●反馈零电容CZ：

（公式）●反馈零电阻RZ：

（公式）●反馈极点电容CP：

（公式）负载电阻Rload通过下式计算：

（公式）交越频率fC应高于PFC升压级极点fP：

（公式）最高交越频率的条件是相位裕量的最坏情况，其*路电压为高值，以增大“控制到输出”传递函数的带宽。如果应用中的目标是−Hz的交越频率和°的相位裕量（π/3弧度），则采用的是：

（公式）CS/ZCD引脚电路如果电流检测电阻两端的电压超过0.5V，电路就会检测到过流情况。因此：

（公式）将公式6中的结果合并，得到：

（公式）在实际情况中，将选择0.Ω电阻以保持一定的裕量。RSENSE损耗可使用公式进行计算（用RSENSE取代RDS(on)），由此得到MOSFET导通损耗：

（公式）可以看到，0.Ω的电流检测电阻在满载、低压条件下将消耗约mW。

图3：ZCD漏极感测基于漏极感测的ZCD电路如图3所示。漏电压由CS电阻网络进行感测，并由KCS按比例降低：

（公式）其中KCS为，而RCS2一般为k。RCS1和RCS2的值必须选择高值，以免在待机期间的功耗过高。在待机期间没有开关，RCS1与RCS2串联的电压为恒定电压，等于Vmains,rms·√2。待机功耗由下式给出：

（公式）NCP在CS/ZCD引脚上集成了前沿消隐，从而免除了滤波电容器。CS/ZCD电路中不允许有电容器，因为这会造成CS/ZCD信号失真，从而导致错误或无法进行ZCD检测。使用示波器探针来探测CS/ZCD信号时必须要小心，因为示波器探针通常会增加−pF的电容。在升压转换器中，升压电感器一个引脚的平均漏电压等于升压电感器另一个引脚上的Vin电压，这是因为：如果忽略电感器的串联电阻，电感器两端的平均电压降在伏秒平衡中为零伏特。因此，要计算VCS/ZCD的平均值来获得输入电压信息。平均VCS/ZCD、VSNS被用在ZCD、线路检测、OVP2（仅限C版本）和掉电检测（在A和C版本中禁用）中，如下所示：●线路检测阈值：

（公式）

（公式）●OVP2阈值（仅限C版本）：

（公式）●掉电阈值（在A和C版本中禁用）：

（公式）

（公式）

图4：辅助ZCD绕组感测可以使用图4所示的电路图来生成CS/ZCD引脚的信号。借助辅助绕组电压电容CAUX、RAUX和DAUX，可以在DAUX的阴极生成一个电压，其大小为功率MOSFET漏电压乘以辅助(NAUX)与初级(NPRI)变压器匝数比之积。之前所述的参数KCS现在定义如下：

（公式）其中KCS为，NPRI/NAUX为，而RCS2一般为kΩ。通过这种方法可以传递较低的电压，并且低RCS1值也降低了对寄生电容的灵敏度。该电路的另一个优点是在待机期间没有电流消耗（没有开关活动，因此也就没有Vaux电压）。必须提请注意的是，激活了掉电功能的产品版本无法使用此电路。当功率MOSFET漏电压用于ZCD时，其他所有情况均与所述的完全相同。CSZCD电阻器设计指南当RCS电阻桥在漏极感测电路（如图3）处的总电阻位于M范围内时，它对低至几百fF的寄生电容非常敏感。寄生电容可以是从RCS电阻器节点到GND或功率MOSFET漏极。这些寄生电容效应可导致永久性错误故障检测事件：OCP、OVS或OVP2的触发，从而使*无*常运行。避免寄生电容效应的一种简单方法是减小电阻器的值，同时让分频比KCS保持在左右。降低CS/ZCD桥电阻值(RCS1+RCS2)是以高待机功耗为代价的。如果图3中的RCS1a+RCS1b+RCS1c应高于5M，建议在漏极侧设置一个−VSMD高值电阻器（如RCS1a=5.1M），并串联两个低值−VSMT电阻器（如RCS1b=RCS1c=k）。这是为了避免连接到GND的电阻器间电容在FET导通周期之前难以放电。根据经验，不建议使用3个等值电阻器来平衡漏电压。测试台上的实验已证明，SMD和在寄生电容方面要优于槽孔电阻器。RCS1和RCS2必须尽可能靠近CS/ZCD引脚。连接RCS电阻器的PCB走线必须尽可能短，且走线的宽度要尽可能小（最小寄生电容）。最好在RCS电阻器和DRV、VIN、VDRAIN铜走线之间保持1cm的安全距离，以避免耦合。布局和抗扰度注意事项NCP对噪声不是特别敏感。不过，常规的电源设计布局规则还是适用的。提请注意以下几点：●必须最大程度降低功率传输回路的环路面积。●电源接地（用于提供电流回路路径）的星形配置。●电路接地的星形配置。●电路接地和电源接地应通过一条单独的路径进行连接，不允许有环路。●该路径最好满足以下条件：在非常靠近电流检测电阻(RSENSE)的接地端子的位置将电路接地连接到电源接地。●应在电路VCC和GND引脚之间放置一个或−nF的电容，并确保连接长度最小。●RCS电阻器必须尽可能靠近CS/ZCD引脚，且必须避免与GND或任何其他信号有电容耦合。●建议在FB引脚上放置一个滤波电容器，以保护引脚免受周围噪声的影响。不过，该电容必须要很小，不能让FB引脚检测到的电压出现失真。总结表1：主要公式

表1.主要公式（续）

图5：W设计的*电路图