如何设计可靠的多电平无桥图腾柱PFC (可靠性设计的常用方法有哪些)

多级图腾柱PFC为设计人员提供了优于2级设计的市场吸引力优势，包括显着更小的电感器、更低的dv/dt和更低的开关损耗。开关工作电压的固有降低使多级PFC能够通过低成本标准多源VMOSFET以最小的反向恢复时间和电荷来最佳实施。与市场上现有的宽带隙(WBG)解决方案相比，这种实施方式能够以低得多的*成本实现超过.2%的同类最佳效率。图腾柱PFC的多级实现

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a)拓扑。图片由Bodo'sPowerSystems提供

b)两个开关单元的相移PWM调制。图片由Bodo'sPowerSystems提供图1.使用VMOSFET的无桥图腾柱PFC设计。图片由Bodo'sPowerSystems提供由于传导损耗最低，无桥图腾柱布置是单相AC/DC应用的首选PFC拓扑[1]、[2]。高频开关支路可以使用VWBG器件[1]以2级方式实现，也可以基于现成的VMOSFET[2]以多级方式实现。图1(a)所示的后一种实施方式可实现最佳功率转换，磁性元件减少%，BOM成本降低%。这些巨大的好处是电力如何数字调制和从交流电转换为直流电的直接结果。具体而言，8×VMOSFET（Q1至Q8）和电容器C2被布置以形成两个2电平开关单元。内细胞包括Q3、Q4、Q5和Q6被控制为度相移到由Q1、Q2、Q7和Q8组成的外部单元。每个单元中的串联MOSFET，例如Q3和Q4，由基于ICERGiIC的隔离式低成本栅极驱动电路共同驱动开和关。两个开关单元的示例性驱动信号如图1(b)所示。由于两个开关单元是级联和相移的，多电平拓扑比传统的两电平解决方案更高效、更安静地处理电源。特别是，功率转换发生在输出电压的一半和功率器件开关频率的两倍，从而导致：主电感的伏秒积减少4倍。这允许使用低成本标准Sendust环形磁芯和实心漆包线将电感器设计缩小4倍，从而将BOM成本降低%。除了成本和尺寸优势之外，较小的电感器在低压线路运行时效率更高，从而进一步提高了转换器效率。更低的开关损耗降低dv/dt，这对*EMI效应很有价值与任何PFC拓扑类似，多级图腾柱设计的可靠性取决于电源开关的使用寿命，尤其是VMOSFET。因此，将这些设备保持在其电气和热安全工作区域内是长寿命和可靠应用所必需的。本文的下一部分将讨论如何在真实世界设计中满足这些要求。电压平衡是关键图1(a)中所示的电容器C2和Cbulk定义了开关单元中每对串联MOSFET的工作电压。然而，每个MOSFET的工作电压可能无法很好地定义，具体取决于其开关特性以及驱动方式[2]。如图1(a)所示，通过向开关单元添加两个飞跨电容器C1和C3可以完全解决这种敏感性问题。通过控制三个飞跨电容器C1、C2、C3和输出电容器Cbulk两端的电压，可以将所有开关器件的工作电压水平保持在其规格范围内。

图2.飞跨电容电压监测和控制。图片由Bodo'sPowerSystems提供PFC输出电压VCbulk由数字PFC*测量和调节。相移调制自然迫使C2的电压稳定在输出电压VCbulk的一半。尽管自然平衡足以解决大多数器件和制造公差，但应积极监测和控制飞跨电容器电压VC2以获得更好的保护。ICERGiPFC*IC中集成了这种控制功能，如图2所示。C2两端的电压首先由差分放大器缓冲，然后将其输出馈送到PFC*IC以进行ADC测量和软件保护。带有快速比较器的附加模拟电路可用于为开关元件提供额外的过压保护层。串联连接的MOSFET需要精确的驱动延迟匹配，以最大限度地减少关断转换期间C1和C3吸收的能量。将监控隔离驱动变压器与ICERGi栅极驱动器IC结合使用可以满足此类要求。由于C1和C3在*作期间不必处理任何重要的功率，因此它们的值可以很小，例如大约nF。因此，它们的电压可以通过使用4个TVS器件T5、T6、T7和T8得到有效控制。为了最小化功率损耗，钳位电平选择在V以上，并且仅在VC1时触发TVS设备之一和VC3分别偏离VCbulk/4和3*VCbulk/4的平衡点。

启动：V线=Vac，空载。图片由Bodo'sPowerSystems提供

稳态运行：V线=Vac，P负载=3kW。图片由Bodo'sPowerSystems提供

2kVL-to-N差分浪涌，V线=Vac，P负载=2kW。图片由Bodo'sPowerSystems提供图3.启动、稳态和线路电压浪涌条件下的飞跨电容和输出电压。（VC1=蓝色，VC2=红色，VC3=绿色，VCbulk=橙色）。图片由Bodo'sPowerSystems提供应该注意的是，电容器电压VC2在所有工作条件下都得到了很好的控制，而输出电压VCbulk在上电和线路电压浪涌期间可能会经历快速瞬变。因此，图1(a)所示的两个附加TVS器件T1和T2包含在外部单元中，以提供足够的电压钳位，防止MOSFET进入雪崩模式。

图4.多级图腾柱PFC开关单元的推荐PCB布局。图片由Bodo'sPowerSystems提供图3展示了VC1、VC2、VC3和VCbulk在不同工作条件下的行为。显然，电压平衡不仅在稳定状态下而且在瞬态响应期间都能很好地保持。外部电池的最坏情况发生在差模浪涌期间，如图3(c)所示。转换器快速增加VC3以响应VCbulk的快速变化，从而将外部单元MOSFET的工作电压保持在V*范围内。注意循环除了工作电压之外，还需要控制MOSFET关断转换期间的过冲以满足设计要求。关断过冲通常是寄生电感和反向恢复电流的函数。大多数商用VMOSFET已经具有出色的反向恢复特性，适用于硬开关应用；因此，通过PCB布局优化最小化寄生电感是必要的步骤。建议使用SMD元件和低ESR陶瓷电容器来减小环路尺寸。图4举例说明了一个PCB设计，其中排列了8个SO8MOSFET和SMD飞跨电容器，以最大限度地减少由(Q4、Q5、C1)、(Q6、Q3、C形成的4个回路1,Q2),(Q7,Q2,C2,C3),和(Q8,Q1,C3,Cbulk,Rcs)。为了便于演示，与C2并联的两个薄膜型PTH电容器未包含在图4中。由于低环路电感和出色的反向恢复性能，MOSFETQ1、Q2、Q7和Q8的开关波形呈现出干净的过渡和最小的过冲。即使在图5所示的最大负载条件下，过冲也小于V，并且外部电池中的所有开关元件都小于V。这表明V或%的工作裕度是硬开关应用非常理想的。类似地，其他4个MOSFETQ3、Q4、Q5和Q6的漏源电压也经历了最小的过冲和振铃，导致最大电压应力小于V。由于篇幅所限，本文不包括内细胞的实验数据，但可根据要求提供。

(a)问1。图片由Bodo'sPowerSystems提供

(b)Q2。图片由Bodo'sPowerSystems提供

(c)问题7。图片由Bodo'sPowerSystems提供

(d)问题8。图片由Bodo'sPowerSystems提供图5.外部电池中开关器件的漏源电压。测试条件为Vac和1.5kW。实验数据由浮动示波器和MHz单端*采集。禁用MHz带宽*功能。图片由Bodo'sPowerSystems提供保持冷静保持可靠除了电气应力之外，高工作温度通常会极大地影响开关元件的使用寿命，尤其是VMOSFET。可靠的设计应该能够在向负载提供最大功率的同时*组件温度。如果转换器效率低且散热器尺寸受限，则该目标不容易实现。由于更高效的功率转换和更大的损耗分布，多级图腾柱PFC在热方面比2级解决方案更具优势。尤其是如图6所示的3kW多级图腾柱PFC原型，在Vac%至%负载下可实现>.2%的效率，在%负载下总损耗

图6.3kW多级图腾PFC原型和效率数据。图片由Bodo'sPowerSystems提供图7显示了内部单元中4个MOSFET的热图像。剩余的外部单元MOSFET被控制卡覆盖，在图像中看不到。热数据表明，在满载和最小气流条件下，4个开关的最高绝对温度远低于摄氏度。高于环境温度的温升为摄氏度。这与效率数据和每个MOSFET的功率损耗估计密切相关。需要强调的是，让电源开关运行温度更低是提高产品可靠性的最有效方法。

图7.在V线=V和P负载=3kW时捕获的Q3、Q4、Q5和Q6的温度。在摄氏度的环境温度下运行分钟后进行测量。空气流量.3%效率），从而降低功率损耗和产生的热量。此外，多个开关组件将损耗分散到更多开关上，从而将通常与2电平设计相关的热热点风险降至最低。