数字功放★_制作原理 (数字功放的组成)

1.概述一般认为，功率放大器根据其工作状态可分为5类。即A类、AB类、B类、C类和D类。在音频功放领域中，C类功放是用于发射电路中，不能直接采用模拟信号输入，其余4种均可直接采用模拟音频信号输入，放大后将此信号用以推动扬声器发声。其中D类功放比较特殊，它只有两种状态，即通、断。因此，它不能直接放大模拟音频信号，而需要把模拟信号经“脉宽调制”变换后再放大。外行曾把此种具有“开关”方式的放大，称为“数字放大器”，事实上，这种放大器还不是真正意义的数字放大器，它仅仅使用PWM调制，即用采样器的脉宽来模拟信号幅度。这种放大器没有量化和PCM编码，信号是不可恢复的。传统D类的PWM调制，信号精度完全依赖于脉宽精度，大功率下的脉宽精度远远不能满足要求。因此必须研究真正意义的数字功放，即全（纯）数字功率放大器。数字功放是新一代高*的功放*，它将数字信号进行功率转换后，通过滤波器直接转换为音频信号，没有任何模拟放大的功率转换过程。CD唱机（或DVD机）、DAT（数字录音机）、PCM（脉冲编码调制录音机）都可作为数字音源，用光纤和同轴电缆口直接输出到数字功放。此外，数字功放也具备模拟音频输入接口，可适应现有模拟音源。国外对数字音频功率放大器领域进行了二三十年的研究。在世纪年代中期，日本研制出8bit的数字音频功率放大器；年，国外提出了D类（数字）PWM功率放大器的基本结构。但是这些功放仅能实现低位D/A功率转换，若要实现bit、.1KHz采样的功率放大器。随着数字信号处理(DSP)和音频数字压缩技术的结合、新型离散功率器件及其应用的发展，使开发实用化的bit数字音频功率放大器成为可能。国内外一些从事数字信号处理的技术人员，专门研究音频数字编码技术，在不损伤音频信号质量的情况下，尽量压缩【存储器数据】库。经过多次实验，终于将末级功放开关频率由没有压缩【存储器数据】时的约2.8GHz减至小于1MHz，从而降低了对开关功放管的要求。同时在开关功率放大部分，采用了驱动缓冲器和平衡电桥技术，实现了在不提高工作电压的情况下能够输出较大的功率，并且设计了完善的防止开关管击穿的保护电路。2.技术特点国内外一些公司研制出的数字功放，直接从CD唱机的接口（光纤和数字同轴电缆）接受数字PCM音频信号（模拟音频信号必须经过内置的A/D转换变成数字信号后才能进行处理），在整个信号处理和功率放大过程中，全部采用数字方式，只有在功率放大后为了推动音箱才转化为模拟信号。数字功放的主要技术特点为：(1).采用两电平（0、1）多脉宽脉冲差值编码。(2).采用平衡电桥脉冲速推技术。(3).采用高倍率数字滤波技术。(4).利用数字算法处理噪声问题。(5).采用非线性抵消技术。3.工作原理如图1所示，数字功放从光纤或数字同轴电缆接口接受数字PCM音频编码信号，或通过模拟音频输入接口接收模拟音频信号，并通过内部A/D转换器得到数字音频信号，再通过专用音频DSP芯片进行码型变换，得到所需要的音频数字编码格式，经过小信号数字驱动电路送入开关功率放大电路进行功率放大，最后将功率脉冲信号通过滤波器，提取模拟音频信号。由图1可知，音频数字信号经过DSP编码后，直接控制场效应管开关网络的工作状态。场效应管驱动器用来缓冲DSP并增强信号，使之能驱动大功率MO长虹SFET开关管。由于高电平脉冲信号只有微分分量，故需通过积分电路才能得到大功率原始音频信息。下面用一个简单的数字和物理模型来阐述数字功放的编码过程，如图2所示。图中表示两个相邻采样点N和N+1的采样值为AN和AN+1，中间点a1、a2、a3……为超采样点。超采样点是由数字滤波器计算产生的。通过数字滤波器后，所有采样点包括超采样点所构成的音频信号是比较平滑的。在数字功放中，首先建立一组不同脉宽的脉冲单元，它的脉宽虽然各不相同，但其宽度始终固定的，都是*时钟周期的倍数。第一个超采样点a1与数值AN的差为Δx1，即a1-AN=Δx1，得到Δx1后，即用上述脉冲单元去量度它，仅用一个脉冲单元表示，余数保留至下次量度，假设余数为ΔΔx1。接着传送的第二个差值编码为a2-a1=Δx2，由于上次还保留余数ΔΔx1，所以还应加上，即当前应用一个脉冲单元去量度Δx2+ΔΔx1，同样余数保留至下一次累计。由此看出，用脉冲单元表示后的余数，即低于最小量度单位的部分并没有丢失，而是累加至相邻超采样点上。而从音频信号的角度来说，曲线AN，a1，a2，a3……AN+1下方的面积和原值相等，因此音频信号并没有产生失真，但曲线增加了以ΔΔx1，ΔΔx2……ΔΔxN幅度上下波动的噪声，这种噪声分量不大，频率很高，用一个较简单的滤波器就可滤除，不会影响到音频信号还原。在能量放大部分，采用平衡电桥开关技术，每通道使用四只MO长虹SFET开关功放管构成平衡电桥开关网络。当功放管处于开关放大状态时，输出波形和输入的脉冲信号波形相同，但幅度近似于工作电压，即VOUT=VBUS，经滤波器滤波后，输出到负载上的波形峰值为VBUS。设MO长虹SFET管内阻为rDSON，负载zuzhi阻值为RLOAD，dianyuan电源电压为VBUS，滤波器阻抗为Rx，则负载上均方值电流IRMS=VBUS/[(2rDSON+RLOAD+Rx)]所以负载上承受的功率为PLOAD=I2RMSXRLOAD={V2BUS/[2(2rDSON+RLOAD+Rx)2]}XRLOADη=[RLOAD/(2rDSON+RLOAD+Rx)]/[1+fX(■+▲)]其中■=VBUS/[π2XIRATEX(2rDSON+RLOAD+Rx)]▲=2IRATE(t2RR/VBUS)(2rDSON+RLOAD+Rx)当包含有开关损耗时，效率可由下式计算：采用RFPNMO长虹SFET功放，内阻rDSON为0.Ω，负载RLOAD为８Ω，工作电压VBUS为V，开关频率f为KHz，变换速率IRATE为A/?s，翻转恢复时间tRR为ns，滤波器内阻Rx为0.Ω，可算出：PLOAD=W，η=%。在滤波器设计时，我们采用六阶巴特沃斯低通滤波器，用于将大功率数字脉冲信号转换为模拟音频信号。巴特沃斯滤波器的特点是带内平坦度高，从而使得输出音频信号幅频特性较好。

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