改进峰值电流模式控制 (峰值电流模式控制的缺点)

{本文由家电维修技术小编收集整理资料}最糟糕的设计方案通常会在最低输入电压下产生最大输出功率。而在现实情况中，高输入线路的最大功率可能是最低输入线路电压所输送功率的两倍。这会迫使电源设计人员必须对功率级进行过量设计。本文将探讨输入功率增加的原因以及降低方法。此外，还将介绍一种可提升峰值电流模式控制性能的创新方法。反向转换器变压器基本上由两个耦合电感器组成。当主开关接通期间，电能被储存在主耦合电感器中。由于变压器具有一次绕组和二次绕组配置，因而当主开关接通时，输出二极管(D1)会被反向偏置（图1a–1b）。当主开关断开时，会将储存在主耦合电感器中的电能传送到输出耦合电感器中，作为驱动负载的能量。反向变压器能对输出电压进行升压或降压转换，并提供输入到输出的隔离。

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图1.1a)主耦合电感器中存储的电能；1b)电能传送至二次绕组峰值电流模式控制出于对成本和简约性的考虑，反向转换器通用采用峰值电流模式控制，因而不能直接测量输出电流。当反向转换器出现过载故障时，输出电压就会下降。这样，反馈补偿电压就会升高至脉宽调制(PWM)*限流阀值之上，而且PWM会在逐脉冲过限流*(pulse-by-pulsecurrentlimit)模式下运行，这时反馈电压不再控制PWM占空比。当峰值主电流超过PWM*限流比较器电压参考值(VCS)时，终止占空比。峰值电流模式控制面临的挑战当*处于逐脉冲过限流*模式下时，主开关无法即时关闭。在PWM和功率级内存在传播延迟，其中包括*的前沿消隐(LEB)，在限流比较器、逻辑电路、栅极驱动器中的传播延迟，以及功率MOSFET的关闭延迟。传播延迟会导致峰值主电流因过冲而高于预期值。方程式1计算实际峰值主电流：

(1)计算出峰值主电流后，我们可用方程式2来计算输入功率：

(2)这些传播延迟可以长达数百纳秒。我们能使用方程式3来计算主电流的斜率，其中VIN为整流直流线路电压，LP为变压器的初级电感，dt为总传播延迟。

(3)若传播延迟(方程式3中的dt)保持不变，那么当VIN增大时，主电流斜率也会相应增大。由于存在传播延迟，最大VIN下的峰值电流会因过冲而高于最小VIN下的峰值电流（图2）。

图2.传播延迟与VIN的关系结果是输入和输出功率随着输入线路电压的增大而增大。可举例说明这一问题。峰值主电流（方程式4）能根据如下*要求得出：

(4)对于峰值电流模式控制，我们能在计算峰值电流后确定电流感应电阻值大小（方程式5）。

(5)VCS为PWM限流比较器电压参考(0.5V)。最小输入电压下的峰值电流过冲是：在最大输入线路电压下，峰值电流是（方程式6）：

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