用LME49810制作高性能功率放大器
编辑:rootadmin
距离第一篇文章发表已有好长一段时间了（因女儿出生），现在我的小女儿已经1岁多，所以我的制作和研究又可以继续了。在第一篇文章中，曾推荐了一款采用国半高性能驱动芯片LME的功放。这块芯片的性能已经在不同负载下测量过。得出的建议是，驱动级必须要为输出级提供足够的驱动电流，输出级由此选择ON（安森美）的NJLD/D。这对管子由于内含偏置二极管，具有同时实现热补偿功能，因此传统的Vbe倍乘器就可以取消了。在本文中主要介绍dianyuan电源部分的设计及如何借助仪器监测功放的TTCLHD（总谐波失真加噪声）指标、如何用频谱分析的方法来调整功放的静态电流至最佳值，最后部分是功放的性能测试结果，其中包括了TTCLHD测试、IMD测试和方波测试。一、dianyuan电源设计本功放设计在8Ω负载上至少有W输出。这样，每个输出级晶体管将分担1.9A的有效值电流（本功放使用了两对管子）。从NJLD/D的资料可知，其Vce的线性工作区的最小值是5V，这样要满足满功率输出，dianyuan电源电压(V+、V-)至少要达到V，其计算如下：Pout＝(W)＝I2out×8＝V2out/8Iout＝/8=≈3.(A)V+=V-＝×8×2+5≈(V)dianyuan电源部分电路如图1所示。V+及V-在满功率输出状态起码要V，加上变压器的损耗和纹波，我们选择了未经稳压的±V，此时变压器次级电压为交流V。桥堆中的二极管在大电流状态下会有约1V的压降，同时我们也必须考虑市电电压的变化，这样，就需要一个双0~V次级电压绕组的变压器，且次级必须要能提供4A的有效值电流。如果你希望在4Ω负载上得到翻倍的输出功率，就必须要有一个满足8A电流的变压器！光有大变压器还不行，大水塘式电容也是必要的。我使用了两个桥堆（B1、B2）来组成双桥全波整流，这样DC0V也包含在整流回路中。两个整流桥中的二极管应有足够承受高浪涌电流的能力，因为在每个Hz周期中，大水塘电容在极短时间内的充电电流很高，一般会超过A！
三、调试步骤笔者建议在功放调试过程中采用逐级测试的方法（从LME到输出级），这样的步骤有助于尽早发现问题并及时排除。本功放分3步来调试：即单独的LME、LME加驱动级以及完整的放大器。首先不安装驱动级部分的电路，按照LME资料搭建了负反馈环路，使电路可以正确工作，并测量电路是否存在任何不正常的状况，本部分电路仅需要mA的工作电流。在输出端接上示波器，并在输入端注入正弦波信号，如果在输出端可以见到放大后的正弦波，就可以进入下一步骤。第二步，*上驱动级部分电路，并重复前述步骤直至正常工作。此步骤调试中要加入静态电流调整电位器来提供驱动级的偏置电压。最后一步，加上输出级的电路即功率管部分。切记：务必在每条直流供电线上串联一个Ω的电阻以提供过流保护。如图4所示，将静态电流电位器调节到A的位置，这将使静态电流调节到最小。如果Ω电阻上的电压没有超过1V，恭喜你，这个电路看来已经基本上可以正常工作了。我们也要顺便检查下输出中点电压，正常情况下应该在mV内。然后，我们可以继续调节此电位器来观察Ω电阻上的电压读数是否有相应的变化。电路初始设定每个输出功率管的静态电流为mA。正常情况下，将电位器调节到B位置就可以达到这个静态电流。我们可以在调节电位器时，监测任意一个功率管的发射极电阻上的电压降来观察静态电流的变化，当电阻上的电压为0.(Ω)×(mA)=0.(V)时，就调节到了设计的初始静态电流。下面所做的工作是找出最佳偏置点（静态电流）。安装好的功放如图4所示。功放的输出级调整到通常所谓的甲乙类状态。驱动级和输出级的偏置电压由连接在芯片BiasP和BiasM引脚上的可调电阻以及输出功率管的内置二极管共同产生。从LME的【存储器数据】资料可知，BiasP和BiasM引脚可以提供典型值为2.8mA的电流。假设所有晶体管的Vbe导通电压为0.6V，则偏压至少要调节到1.2V以上才可使驱动级和功率级的管子都导通工作。理论上可调节电阻计算方式为1.2/0.≈.5（Ω），本电路中使用了一个Ω的可调节电阻。我们希望在输出波形0点的位置且在小功率输出状态时，有一个足够使所有的输出管子维持导通状态的偏置电压来避免交越失真。在偏置调节的同时，我们测量了输出波形的TTCLHD+N指标并进行了FFT（快速傅里叶变换）频谱分析。在缓慢调节电位器的同时测量1kHz信号在8Ω负载上输出W功率时的TTCLHD+N。仪器的带宽设定为Hz～kHz。当电位器如图4所示置于B位置时，TTCLHD+N为0.%，此时每个输出管的静态电流大约在8mA。TTCLHD+N曲线如图5所示（已去除基波），我们可以清楚地发现在输出波形的0点附近发生了交越失真。图6所示的频谱分析图也验证了有大量的谐波产生，相比输出电平，谐波失真在-dB以下。有人会说，如此低的失真将不可耳闻，调试文章就介绍到这里。然而，笔者认为对于工程技术而言，对已有的电路进行不断优化是最基础、最必要的工作。如何影响听感则因存在主观因素，这不在本文讨论的范围内。当我们逐步将电位器调节到C位置时，此时静态电流已经增加到每输出管mA，TTCLHD+N则降低到了0.%，此时相应的FFT频谱测量图如图7所示。从图中看，虽然性能得到了提升，但依然还存在一些高次谐波成分。在分析仪继续监测下，我们不断增加静态电流，最终在某个静态电流下三次以上谐波基本消失，如图8所示。图9则显示了此时的输出波形和残余失真，可以清楚地看到残余成分仅为纯的三次谐波。这是电位器的D位置，其TTCLHD+N指标为0.%（加入了Hz高通滤波器以滤除Hz哼声干扰，目的是观察一些微小的差异）。对比三种静态电流在不同输出功率下所测得的TTCLHD+N值（电位器分别置于B、C、D位置）如图所示。我们发现在大功率输出状态下，当电位器调节到D位置时其TTCLHD+N要比C位置稍微高一些。D位置时每个输出管的静态电流已经达到了mA，此时散热器已经是相当的烫了。四、性能评估我们对本功放在8Ω负载和4Ω负载和4Ω负载下不同输出功率的TTCLHD+N进行了测量和对比，仪器测量带宽定为Hz~kHz，一个1kHz信号被输入到放大器。从图和图中观察，在8Ω和4Ω负载时，输出功率在TTCLHD+N为1%时分别达到W和W，本功放完全达到了我们期待的输出能力。当驱动4Ω负载时，失真略有增加。不同输出功率时TTCLHD+N在Hz、1kHz以及kHz时的AP图（音频分析仪）如图所示。接下来测试功放在音频频谱中的TTCLHD+N指标。我们测量了输出1W、W和W时的TTCLHD+N，从图可以发现，失真随着频率的增加而逐渐增加，这在大部分带有负反馈的放大器中是个典型的趋势。当频率增大时，随着开环增益的下降，反馈量也减少。功放在整个音频频谱范围内均达到相当低的失真率。常规的TTCLHD+N分析对于评估功放的线性放大能力是个有力的工具，然而，它无法对kHz以上的频率提供精确的测量。在实践中，失真仪仅会在其测量带宽内综合统计下降趋势的谐波成分。假设仪器带宽设定为Hz~kHz，则失真仪只会统计到kHz信号的三次谐波成分。当然，我们完全可以通过放宽带宽来统计更多的谐波，然而，这样做也使噪声中的功率增加，使谐波失真不能得到精确测量。另外，采用同时给功放注入两个不同频率的正弦波信号的方法，也是衡量放大器高频线性度的一个有效办法。因为功放几乎都存在非线性的因素，因此其输出中必然包含两种正弦波的互调失真成分(IMD=intermodulationdistortion)。我们可以按照SMPTE（美国影视技术人员协会）协会和CCIF（国际电话咨询委员会）协会推荐的方法来完成功放的IMD测量。SMPTE测试指定了两个频率：f1=Hz以及f2=7kHz，高频率信号和低频率信号按照1:4的幅度线性混合后输入功放。如果功放存在IMD失真，则在输出信号中，高频音调信号周围将产生边带族频谱（f2±f1、f2±2f1等）。图显示了1W输出下SMPTE的频谱测试，7kHz信号环两侧有上述提到的多个边带。如果输出功率提高到W，则边带信号也被充分放大，如图所示。在不同功率下SMPTE测试的IMD失真对比如图显示。使用两个相同幅度的双音高频信号（f1=kHz以及f2=kHz）同时输入功放，是CCIF协会用来测量功放的IMD失真的方法。我们只给出f2–f1的差频（1kHz）的低频段IMD失真。图显示了（+）kHz双音频信号下的测试频谱，相对测试信号1kHz差频的谐波失真大致为-dB。不同功率下失真度变化如图显示。然而，我们也迫切需要一个衡量功放稳定性的办法，最直接的方法就是环路增益测量法。使用方波信号来测试功放就是一个好办法。本功放输入了一个kHz的方波信号，输出波形如图显示。功放输出方波的上下沿没有任何振铃现象，说明本功放非常稳定。综上所述，无论从哪个角度看，本功放在所有测试中都表现出了超强的性能LME芯片使设计和制作高性能功放变得更简单。友情提醒，本文章来自互联网收集，欢迎你到技术交流请**jdwx*
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在市电输入端并联一个0.μF的X形电容可降低射频干扰。市电输入和直流输出端都带有保险丝管保护。直流输出线上的保险丝管可能会由于其微小的阻抗而在输出大信号时造成寄生纹波。曾做过一个5A的保险丝管经历不同频率下其阻抗变化的试验，其结果是在1kHz频率下会有.mΩ的阻抗。图2则显示的是在不同状况下直流输出的波形（在输入端交流耦合情况下测量的），从图2可以看到在Hz纹波上面又寄生了从主放大器及整流电路窜入的1kHz干扰波。这个波形随着使用保险丝管而增大，然而，增加的寄生纹波对功放的性能并没有什么太大的影响，因为本功放有性能很高的PSRR（dianyuan电源纹波抑制比）电路，它可以在输出端使此纹波大幅消除。二、不需要预驱动级因为NJLD/D在Ic≤5A的情况下最小电流增益（hFE）可达到，此时，其基极驱动峰值电流将不超过mA，同时，BD/在被用作驱动时，其最小电流增益也有。因此，我们最多可以从LME吸取不大于1mA的驱动电流，这样我们就没有必要再增加一级预驱动或使用达林顿管子来满足满功率输出的需要。在LME【存储器数据】资料中明确了在芯片的Source和Sink引脚内部已经包含了射极跟随器电路（EF），这个射极跟随器其实已经是输出级真正的预驱动级了。图3所示的是用于后续测试的功放电路图，其中DNP表示不用安装的元件。静音控制电压(mutebias)以及削波指示灯（clipLED）的5V电压是通过稳压管来获得的。三、调试步骤笔者建议在功放调试过程中采用逐级测试的方法（从LME到输出级），这样的步骤有助于尽早发现问题并及时排除。本功放分3步来调试：即单独的LME、LME加驱动级以及完整的放大器。首先不安装驱动级部分的电路，按照LME资料搭建了负反馈环路，使电路可以正确工作，并测量电路是否存在任何不正常的状况，本部分电路仅需要mA的工作电流。在输出端接上示波器，并在输入端注入正弦波信号，如果在输出端可以见到放大后的正弦波，就可以进入下一步骤。第二步，*上驱动级部分电路，并重复前述步骤直至正常工作。此步骤调试中要加入静态电流调整电位器来提供驱动级的偏置电压。最后一步，加上输出级的电路即功率管部分。切记：务必在每条直流供电线上串联一个Ω的电阻以提供过流保护。如图4所示，将静态电流电位器调节到A的位置，这将使静态电流调节到最小。如果Ω电阻上的电压没有超过1V，恭喜你，这个电路看来已经基本上可以正常工作了。我们也要顺便检查下输出中点电压，正常情况下应该在mV内。然后，我们可以继续调节此电位器来观察Ω电阻上的电压读数是否有相应的变化。电路初始设定每个输出功率管的静态电流为mA。正常情况下，将电位器调节到B位置就可以达到这个静态电流。我们可以在调节电位器时，监测任意一个功率管的发射极电阻上的电压降来观察静态电流的变化，当电阻上的电压为0.(Ω)×(mA)=0.(V)时，就调节到了设计的初始静态电流。下面所做的工作是找出最佳偏置点（静态电流）。安装好的功放如图4所示。功放的输出级调整到通常所谓的甲乙类状态。驱动级和输出级的偏置电压由连接在芯片BiasP和BiasM引脚上的可调电阻以及输出功率管的内置二极管共同产生。从LME的【存储器数据】资料可知，BiasP和BiasM引脚可以提供典型值为2.8mA的电流。假设所有晶体管的Vbe导通电压为0.6V，则偏压至少要调节到1.2V以上才可使驱动级和功率级的管子都导通工作。理论上可调节电阻计算方式为1.2/0.≈.5（Ω），本电路中使用了一个Ω的可调节电阻。我们希望在输出波形0点的位置且在小功率输出状态时，有一个足够使所有的输出管子维持导通状态的偏置电压来避免交越失真。在偏置调节的同时，我们测量了输出波形的TTCLHD+N指标并进行了FFT（快速傅里叶变换）频谱分析。在缓慢调节电位器的同时测量1kHz信号在8Ω负载上输出W功率时的TTCLHD+N。仪器的带宽设定为Hz～kHz。当电位器如图4所示置于B位置时，TTCLHD+N为0.%，此时每个输出管的静态电流大约在8mA。TTCLHD+N曲线如图5所示（已去除基波），我们可以清楚地发现在输出波形的0点附近发生了交越失真。图6所示的频谱分析图也验证了有大量的谐波产生，相比输出电平，谐波失真在-dB以下。有人会说，如此低的失真将不可耳闻，调试文章就介绍到这里。然而，笔者认为对于工程技术而言，对已有的电路进行不断优化是最基础、最必要的工作。如何影响听感则因存在主观因素，这不在本文讨论的范围内。当我们逐步将电位器调节到C位置时，此时静态电流已经增加到每输出管mA，TTCLHD+N则降低到了0.%，此时相应的FFT频谱测量图如图7所示。从图中看，虽然性能得到了提升，但依然还存在一些高次谐波成分。在分析仪继续监测下，我们不断增加静态电流，最终在某个静态电流下三次以上谐波基本消失，如图8所示。图9则显示了此时的输出波形和残余失真，可以清楚地看到残余成分仅为纯的三次谐波。这是电位器的D位置，其TTCLHD+N指标为0.%（加入了Hz高通滤波器以滤除Hz哼声干扰，目的是观察一些微小的差异）。对比三种静态电流在不同输出功率下所测得的TTCLHD+N值（电位器分别置于B、C、D位置）如图所示。我们发现在大功率输出状态下，当电位器调节到D位置时其TTCLHD+N要比C位置稍微高一些。D位置时每个输出管的静态电流已经达到了mA，此时散热器已经是相当的烫了。四、性能评估我们对本功放在8Ω负载和4Ω负载和4Ω负载下不同输出功率的TTCLHD+N进行了测量和对比，仪器测量带宽定为Hz~kHz，一个1kHz信号被输入到放大器。从图和图中观察，在8Ω和4Ω负载时，输出功率在TTCLHD+N为1%时分别达到W和W，本功放完全达到了我们期待的输出能力。当驱动4Ω负载时，失真略有增加。不同输出功率时TTCLHD+N在Hz、1kHz以及kHz时的AP图（音频分析仪）如图所示。接下来测试功放在音频频谱中的TTCLHD+N指标。我们测量了输出1W、W和W时的TTCLHD+N，从图可以发现，失真随着频率的增加而逐渐增加，这在大部分带有负反馈的放大器中是个典型的趋势。当频率增大时，随着开环增益的下降，反馈量也减少。功放在整个音频频谱范围内均达到相当低的失真率。常规的TTCLHD+N分析对于评估功放的线性放大能力是个有力的工具，然而，它无法对kHz以上的频率提供精确的测量。在实践中，失真仪仅会在其测量带宽内综合统计下降趋势的谐波成分。假设仪器带宽设定为Hz~kHz，则失真仪只会统计到kHz信号的三次谐波成分。当然，我们完全可以通过放宽带宽来统计更多的谐波，然而，这样做也使噪声中的功率增加，使谐波失真不能得到精确测量。另外，采用同时给功放注入两个不同频率的正弦波信号的方法，也是衡量放大器高频线性度的一个有效办法。因为功放几乎都存在非线性的因素，因此其输出中必然包含两种正弦波的互调失真成分(IMD=intermodulationdistortion)。我们可以按照SMPTE（美国影视技术人员协会）协会和CCIF（国际电话咨询委员会）协会推荐的方法来完成功放的IMD测量。SMPTE测试指定了两个频率：f1=Hz以及f2=7kHz，高频率信号和低频率信号按照1:4的幅度线性混合后输入功放。如果功放存在IMD失真，则在输出信号中，高频音调信号周围将产生边带族频谱（f2±f1、f2±2f1等）。图显示了1W输出下SMPTE的频谱测试，7kHz信号环两侧有上述提到的多个边带。如果输出功率提高到W，则边带信号也被充分放大，如图所示。在不同功率下SMPTE测试的IMD失真对比如图显示。使用两个相同幅度的双音高频信号（f1=kHz以及f2=kHz）同时输入功放，是CCIF协会用来测量功放的IMD失真的方法。我们只给出f2–f1的差频（1kHz）的低频段IMD失真。图显示了（+）kHz双音频信号下的测试频谱，相对测试信号1kHz差频的谐波失真大致为-dB。不同功率下失真度变化如图显示。然而，我们也迫切需要一个衡量功放稳定性的办法，最直接的方法就是环路增益测量法。使用方波信号来测试功放就是一个好办法。本功放输入了一个kHz的方波信号，输出波形如图显示。功放输出方波的上下沿没有任何振铃现象，说明本功放非常稳定。综上所述，无论从哪个角度看，本功放在所有测试中都表现出了超强的性能LME芯片使设计和制作高性能功放变得更简单。友情提醒，本文章来自互联网收集，欢迎你到技术交流请**jdwx* 
