高功率密度的电源要怎么设计？ (高功率密度的电子束加工适用于)

{本文由家电维修技术小编收集整理资料}随着时代的发展，电源被设计得越来越小，却越来越高效，而在节能倡议和客户期望的推动下，电源还需要具有功率因子校正（PFC）功能。通过减少谐波含量和被动电源引起的电力线损耗来降低对交流市电基础设施的压力，这给电源设计人员带来了不小的挑战。本文将讨论一个W、V单相交流输入电源设计，该电源具有超过W/in3的高功率密度，且满载效率为.%。表1总结了其关键性能特征，图1显示了该电源。经由先进的图腾柱PFC*控制前端PFC，且PFC由GaN集成驱动器所驱动，后端由频率kHz的高频LLC级，配合输出同步整流，可实现高功率密度。表1.W超高密度电源性能总结

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图1.W超高密度电源功率因子校正—频率箝位临界导通模式标准电源的拓扑结构如图2所示，由一个整流器和一个输入升压级组成。输入整流器级中存在高损耗，不仅会降低效率，还会增加电源的尺寸。我们将使用图2中的电路来解释超高密度电源的图腾柱PFC*中使用的频率箝位临界导通模式。

图2.桥式整流器后接单相PFC级有源整流或功率因子校正的目的是调节输入电流iIN与输入电压vIN成比例且同相位。此时电路就等同于一个理想电阻，其功率因子等于1，且无谐波失真。然而实际上，要实现这一点会受到众多*。图2所示的电路需要控制两个变量：大电容或总线电容上的电压VBUS，和电源周期内的输入电流iIN。通过将总线电压设置为高于交流输入电压的峰值，可以使用升压级控制两个*变量（允许总线电压出现低频交流纹波）。进而控制一个开关周期内的平均输入电流iIN，与一个开关周期内的平均输入电压vIN成比例。NCP图腾柱PFC*以接近临界导通模式的非连续导通模式运行。将t1=tON定义为电感充电（累积能量）的导通时间，t2定义为部分关断时间，此时电感（存储的能量）提供泄磁电流，t3定义为另一部分关断时间，此时电感电流随开关和其他输出电容振荡，T=tON+t2+t3，L为电感，非连续导通模式下iIN与vIN的关系为：

我们将通过数学模型来分析控制方法，并透过T、tON、t2和t3的图形显示。我们可以看到，iIN和vIN之间有可能成正比的关系式。tON项来自设计带宽在5到Hz之间的低带宽控制环路；因此，它在最低频率为kHz的快速开关周期内保持恒定。如果t3为零，则t1+t2项将与T相抵。但是，t3通常不为零，因此我们需要对此进行处理。我们调整tON值，使iIN与vIN成比例。电感值和数据手册中的tONMAX值决定了给定输入电压和假定效率η下的最大输出功率。

一般来说，t3永远不会是零（我们稍后将讨论），因此我们需要通过一个因子来微调tON的值。t1、t2和T的值源自前一个开关周期。

因此，即使t3不为零，现在一个开关周期内的平均输入电流iIN也与一个开关周期内的平均输入电压vIN成比例。

PFC控制回路的低带宽意味着对负载变化的响应较慢。PFC*测量总线电压。如果负载显著增加，则总线电压将降低。如果它降低到一定电平以下，PFC*将启动动态响应增强器(DRE)，它能有效使tON的值暂时增加，从而实现更好的负载调节。如果总线电压超过某个电平，则控制电压会分四阶段下降到零，每阶段持续μs，直到总线电压降下来。（如果它超过一个更高的电平，则立即停止开关）。回到关于T、t1、t2和t3波形的讨论，图3显示了图2中的升压电路，使用一个脉冲模拟激励时的波形，并显示导通时间t1和关断时间t2中的电感电流波型。由于只有一个脉冲，因此没有定义T和t3。该图旨在确定再次导通的最佳时间，分别标记为P、Q或R的时间点。为便于说明，在用于生成这些波形的模拟中，将输出开关电容设置为高于常用值。如果MOSFET在标记为P的时间导通，则电路器件以零电流、高电压导通。存储在MOSFET和寄生电容中的能量必须通过MOSFET沟道放电，这会造成损耗。如果MOSFET在标记为Q的时间导通，则电路器件也会以零电流导通，但电压要比之前低得许多。存储在MOSFET中的能量也比之前低得多，因此将显著降低导通能量(EON)损耗。如果MOSFET在标记为R的时间导通，导通损耗会略高，因开关周期之间的时间较长，而使得开关频率较低：总功耗是EON乘以频率。

图3.单脉冲激励升压电路我们假设最小输入电流峰值为1A。t1时间非常短，可能是5µs，然后是稍长的t2时间。所以t1+t2是µs，而不是我们在图3中看到的大约µs。如果开关在漏极电压的第一个波谷打开，则开关频率会高得许多，而在最后一个波谷打开，则开关频率会降低许多。对于W应用中的图腾柱*，NCPAA版本的开关频率最高*为kHz。对于大电流开关周期，其开关周期较长，因此开关频率较低。对于小电流开关周期，开关频率将增加到kHz。当达到此频率*值时，其频率将被箝位直到下一个脉冲，此脉冲在1/kHz时间之后出现。在轻负载时，频率折返有助于提高效率，始终确保频率高于kHz的频率箝位*，以确保没有音频范围内的噪声出现。有关NCP的更多详细信息，请参阅数据手册[1]。功率因子校正—集成GaN驱动器图2所示电路包括4个桥式整流二极管和1个升压二极管。本文介绍的W电源具有高效率的三个原因之一是采用了去除了桥式整流器的图腾柱拓扑，并使用快速开关MOSFET取代升压二极管。图腾柱拓扑去除了整流器，具体说明如下——考虑下面图4a中的电路。电感、电容、MOSFETS1和标记为S2的二极管构成了一个标准升压电路，并于正半周期间工作。旁路二极管可防止在启动或特定异常情况下发生电感饱和。标记为SR1的整流二极管在正半周期间导通，并在输入电压处于负相时阻止动作。图4b中的电路显示了负半周期间所需的升压电路。电感、电容、MOSFETS2和标记为S1的二极管构成标准升压电路的负半周版本，并在升压电路导通路径中配备了一个整流二极管SR2。

图4.正相和负相升压电路图5显示了图4中的电路与图腾柱PFC标准电路图的组合。电路中有两个二极管（SR1和SR2），可以用MOSFET代替，以获得更高的效率。这些二极管在图腾柱工作期间导通，但切换频率只有/Hz。旁路二极管仅在启动（浪涌电流期间）时导通，因此使用MOSFET代替它们没有任何好处。

图5.采用二极管的图腾柱PFC电路图6显示了采用高速GaNHEMT和低速超结MOSFET的图腾柱PFC拓扑。在正半周波期间，SR1在整个周期内导通，并为图4a所示的同步升压电路提供接地路径。S1动作如异步升压级中的升压开关，S2动作如异步升压级中的升压二极管。同样，在负半周波期间，SR2在整个周期内导通，并为图4b所示的电路提供接地路径。在异步升压级中，S2充当升压开关，S1则充当升压二极管。

图6.采用LLCGaN半桥和SJMOSFET的图腾柱PFC电路组件SR1和SR2在低频下开关，因此它们可以是低速器件，电源使用超结MOSFET实现此功能。需要附加电容，如果不加电容，过零点转换太快，会导致潜在的EMI问题。如果电容太大，则THD性能会变差。NCP*具有特殊的过零点序列脉冲，可优化过零点性能。组件S1和S2使用集成GaN驱动器器件实现。这些器件将GaN器件和驱动器集成到一个封装中，从而降低线路寄生电感并解决了驱动GaN器件的复杂性。集成GaN驱动器安装在IMS基板上，以便在此设计中实现更好的*，进而无需在PCB上安装体积庞大的散热器。采用集成驱动器GaN器件是该W电源的功率密度如此之高的第二个原因。功率因子校正—NCP图腾柱PFC*图7显示了W超高密度电源的主要电路。上一节中描述的图腾柱电路位于图的左侧，由NCP驱动。图腾柱中的电感带有一个辅助绕组，连接到图腾柱PFC*。图腾柱PFC电路中PFC功能的工作原理与上一节介绍的标准升压拓扑类似。主要区别在于：●图腾柱PFC*必须从在正交流相位期间使用低压侧MOSFET开关作为升压开关，改变为在负交流相位期间使用高压侧MOSFET开关作为升压开关。●图腾柱PFC*可以驱动高压侧MOSFET以在正交流相位期间提供二极管功能，并驱动低压侧MOSFET以在负交流相位期间提供二极管功能，从而提高效率。在轻负载时，驱动MOSFET的额外损耗超过降低导通损耗带来的好处，因此停用此开关。●图腾柱PFC*可以通过检测图腾柱输入电压相位以驱动低速器件，更可提高效率。图腾柱PFC*还能自动优化死区时间和降低过零性点提升性能的复杂问题，详情请参见NCP数据手册[1]。图7显示NCP有五个输入端。如上一节所述，两个连接（AC+和AC-）用于确定交流线路的相位，一个连接用于测量PFC控制所需的总线电压。通过ZCD引脚执行PFC中的电流监控。该电流测量有助于确定t2周期何时结束，也可用于过流保护。漏极电压振铃监控位于AUX引脚上，用来确定漏极电压振铃中的最小值，以优化开关性能。除了控制功能外，这些引脚上检测到的电压位准和波形还用于保护和其他控制目的。例如，使用AC+和AC-引脚上测得的电压判断低电压/高电压和掉电保护。欠压、软过压、快速过压保护和动态响应增强器都使用FB输入端测得的电压判断。VCC供应来自DC-DC转换器级。一旦LLC*高压启动电路提供的能量足以启动PFC，它就会开始工作。成功启动后，两个*均由LLC变压器辅助绕组和稳压器供电。图腾柱*附近的电路板上有一个热敏电阻，可在*集成的过热保护功能之外，提供额外的过热保护。此设计使用图腾柱PFC*的跳过(SKIP)或待机模式。极性指示信号显示器件检测到的是交流正半周期还是负半周期。前级PFCOK信号馈入LLC并指示大容量电容上的正确电压范围。

图7.W超高密度电源应用笔记AND/D[2]阐述了如何设置设计的组件值。使用[2]中列出的等式1-4计算并选择电感值，计算值参见下表2。表2.图腾柱电感值的计算

大容量电容值为2xμF，符合[2]中的公式5，符合标准纹波计算公式。还需要高频去耦电容，尤其要注意PFC级之后LLC级的高速开关。选择NTMTNS3H超结MOSFET作为慢速桥臂组件SRL1和SRL2，其RDS(ON)典型值为mΩ。考虑到RDS(ON)会随温度而变化，我们可以假设两个RDS(ON)为mΩ。使用分段近似法计算电感RMS电流为5.A。SRL1和SRL2的总损耗为2.8W，由两个器件分担—每个器件仅导通半个周期。所以每个器件的损耗是1.4W。使用Power封装时，假定RTHJA为K/W，则引起的温升约为°C。两个超结MOSFET由NCP驱动器驱动，SRL1位于高压侧，SRL2位于低压侧。请注意因为功率器件为Hz或Hz的低开关频率，自举驱动器需要一个2.2F的电容。选择NCP集成GaN驱动器器件，作为组件S1和S2。这些器件包括一个GaN驱动器+GaNHEMT。GaNHEMT的RDS(ON)为mΩ。RDS(ON)会随着温度升高而增加，因此我们使用mΩ进行损耗计算。使用分段近似法计算GaNHEMT顺向和反向RMS电流，分别为4.A和2.A，RMS平均值为3.A。GaN的主要优势是开关损耗低至可忽略不计。因此，快速开关器件的总损耗仅为每个器件1.W。使用NCP接面隔离式栅极驱动器作为电平转换器，并为集成GaN驱动器提供信号。可将它看作是NCP的高速版本，适合高频工作。NCP的高压侧和低压侧驱动输出在馈入NCP之前，先经过Ω/pF低通滤波器滤波。让我们来看一下NCP的检测输入。两个输入用于交流线路检测、一个输入用于电流检测、一个输入用于输出电压检测、一个输入来自升压电感器的辅助绕组并用于准确检测波谷。AC线路的检测输入由kΩ和9.9MΩ的电阻分压器组成，按照数据手册的建议，分压系数为。通常建议将高压电阻分成串联电阻，以满足爬电距离和安全要求。1nF电容可过滤引脚上的噪声。NCPAA的推荐电流检测电阻值为mΩ。不同版本的NCP会有不同的电流检测阈值，因此需要对该值进行调整。值越大，损耗越大，但抗噪声能力越强。该电阻在低输入电压线路的功耗相对总损耗的贡献约为5-6%。升压电感的辅助绕组用于检测波谷，匝数比为7:1。配备了一个k串联电阻用于限流，还有一个k下拉电阻。肖特基二极管提供反向电压保护。PFC输出电压分压器的高压侧电阻设置为.9MΩ。该值越小，抗噪声能力越高，但功耗越大。通常建议将高压电阻分成串联电阻，以满足爬电距离和安全要求。分压器设置所需的输出电压，根据参考文献[1]，低压侧使用kΩ的电阻可提供V的输出电压。并且需要一个具有5kHz截止频率（kHz采样频率）的抗混迭滤波器，参考应用使用一个1nF的电容。LLC级—NCP电流模式LLC*图8显示了W超高密度电源中使用的LLC级。S1和S2构成一个半桥。谐振桥由三个组件构成：电感Lr、电容Cr以及匝数比为n且具有大磁化电感Lm的变压器。变压器的中心*输出连接到两个MOSFET、输出电容和负载。

图8.具有中心*半桥输出级的半桥LLC谐振转换器此拓扑结构具有Q1和Q2的零电压开关特性。图9显示了QUP(S1)两端的电压和流经QUP的电流模拟波形。当漏极电流为负时QUP导通，因此会有反向导通电流，这意味当器件为硅MOSFET或SiCMOSFET时，该器件的体二极管将被导通。与大约V的VBUS电压相比，电压转换过程中只有几伏电压，因此消除了EON开关损耗。

图9.LLC波形应用笔记AN-[3]对LLC转换器的低频增益特性进行推导。增益取决于Lr、Lm、Cr、n和负载Ro。利用[3]中的公式，我们绘制了W超高密度电源的低频增益特性，如图所示。

图.WUHD电源中LLC电路的理论增益-频率曲线这些曲线图显示LLC转换器在不同负载下的增益。在我们的设计中，%负载为W。该曲线图显示增益随频率而降低，此为零电压开关的要求：电流过零迟于电压过零。LLC存在两个谐振频率。在我们的范例中，[3]中定义的谐振频率fo是增益为1时的频率，为kHz。[3]中描述的谐振频率fp是空载曲线的峰值，负载增加时该峰值的值会降低。如果器件工作在增益随频率增加的情况下，则会出现硬开关和回馈信号反向的现象，如果谐振回路设计得当，*本身可以防止这种情况发生。W高功率密度板*作于谐振频率以上。返回图7，LLC*有一组高压启动电路，用于启动时为*供电。一旦*开始工作，变压器上的辅助绕组会为器件供电并停止高压启动电流源，直到再次需要时启用。当AC断电时，它会帮EMI滤波器中的X电容放电，这意味着不需要额外的电阻为该电容放电，从而节省了待机功率。NCP*[4]集成了高压半桥驱动器，因此无需外部驱动器或电平转换器。高压侧驱动器带有一个可以优化的外部自举电路。该LLC*可驱动两个GaNHEMT器件，有助于提高电路板的效率。此LLC*为电流模式LLC*—CS通过谐振电容上面电容分压器的电压检测初级侧电流。由于电流波形可能有不同形状，实际过程是在开关周期内对电流波形进行积分，并测量该周期内的电荷。电流模式控制可实现出色的动态响应，并针对每个脉冲达到限流功能。NCP数据手册、NCP*应用笔记[5]和3kWLLC功率研讨会*更详细地阐述了电流模式控制运行。LLCCS和LLCFB引脚用于监控谐振电流和输出电压的隔离信号，以实现这种电流模式控制。FBFREEZE和SKIP引脚设置SKIP工作模式的阈值，以确保轻负载时的良好效率。与NCP一样，NCP也有一个外部过热保护引脚。LLC级—NCP同步整流*和LFPAKV3mΩMOSFET使用图腾柱PFC和GaNHEMT之后的第三个方法是使用同步整流。两个NCP同步整流*分别驱动两个并联的NTMYS3D3NCLLFPAKV3mΩMOSFET。*检测MOSFET上的电压并在导通时将其打开。低寄生电感对于防止过早关断至关重要，因为过早关断会降低效率。NCP具有最小导通时间和最小关断时间设置，以及一个定时器以支持轻载和中等功率LLC工作——详细说明请参阅NCP资料手册[6]。W电源性能总结有关电源性能的更多详细信息，请参阅我们的电源研讨会演示文稿[7]。整体设计符合mmxmmxmm的最小外形尺寸。它在宽功率范围内具有出色的效率表现，另外低于mW待机功耗适合该功率范围应用，所以是一个无需辅助电源的理想解决方案。

图.W电源性能总结参考文献[1]NCP：图腾柱临界传导模式(CrM)功率因子校正*，数据手册*onsemi*[2]AND/D：NCP——CrM图腾柱PFCIC技巧与诀窍*onsemi*[3]AN-使用FLB和FANS进行LED街道照明设计的W电源设计指南*onsemi*[4]NCP：集成高压驱动器的电流模式谐振*，高性能，有源X2放电，数据手册*onsemi*[5]NCP：具有同步整流器控制的谐振*，增强型轻负载，数据手册*onsemi*[6]NCP：次级端同步整流驱动器，适用于高能效SMPS拓扑，资料手册*onsemi*[7]W超高密度电源研讨会演示文稿，年月*onsemi*