使用NCP1623A设计紧凑高效的PFC级的关键步骤 (ncp1654应用实例)

{本文由家电维修技术小编收集整理资料}本文介绍了快速设计由NCP驱动的CrM/DCMPFC级的关键步骤中的定义关键规格与功率级设计，并以实际的W通用电源应用为例进行说明，IC控制电路设计将在后续的推文中分享。●最大输出功率：W●Rms线路电压范围：V-V●调节输出电压：●低压为V（V电源）●高压为V（V电源）NCP具有多个选项，本文侧重于NCPA，它与其他版本的主要不同点在于输入电压跟随升压(followerboost)。NCPA采用SOIC−8或TSOP−6封装，是一款极为紧凑的PFC*，可在整个负载范围内优化PFC级的效率。此外，它还集成了保护功能，以确保安全可靠地运行。一般而言，NCPA适用于那些对成本效益、可靠性、高功率因数和效率比有着较高要求的*：谷底同步频率折返：NCPA通常在临界导通模式(CrM)下运行，直到功率降至阈值水平以下。此时，PFC级进入非连续导通模式(DCM)，死区时间会随着负载的进一步衰减而延长（频率折返）。不仅如此，这项创新技术还提供了稳定的谷底打开功能，以实现最大效率。此外，最小频率钳位（通常为kHz）还可防止声频，并对导通时间进行调制，以确保CrM和DCM*作中的功率因数接近1。紧凑性：NCPA采用了创新的CS/ZCD多功能引脚，该引脚可在具有少量外部组件的小型TSOP6（或SOIC8）封装中提供用于增强控制和保护的输入信号。此外，NCPA在低压条件下会强制降低输出调节电平，以最大程度提高PFC级效率并减小其尺寸。这种2级输入电压跟随升压(followerboost)最适合那些下游转换器（如反激电源）能够以经济高效的方式承受输入电压变化的应用。低VCC启动阈值：依照设计，NCPA通常会在其VCC电压超过.5V时启动，这使其非常适合那些*由外部电源（源自辅助电源或下游转换器）供电的应用。它的最大启动电压(.V)设置得足够低，可以从传统的V导轨供电。启动后，较高的VCC最大额定值允许较大的工作范围(9.5V-V)，从而方便电路馈电。快速线路/负载瞬变补偿：由于PFC级的调节环路带宽必须较低，因此负载或输入电压的突然变化（例如启动时）可能会导致过压或欠压。当输出电压过高时，过压保护会中断供电。当输出电压低于低检测阈值（动态响应增强器(DRE)）时，该电路会显著加快调节环路。此功能仅在PFC级启动后启用，以允许进行正常的软启动*作。安全保护：*会永久监控输入和输出电压、MOSFET电流和芯片温度，以保护*免受可能出现的过载，从而使PFC级不仅稳健，而且可靠。除OVP保护外，还提供了以下保护方法：1）最大电流*：电路会检测MOSFET电流。如果检测到的电流超过了设定的电流限值，则将其关断。此外，由于电感器饱和或旁路二极管短路等原因，当电流达到限值的%时，电路将进入低占空比*作模式。2）欠压保护：当反馈引脚电压(VFB)降至mV以下时，该电路将关断，并且在VFB超过mV之前一直保持关断状态。当在低压下启用输入电压跟随升压(followerboost)时，FB引脚拉动uA电流(IFB(LL))以调低输出电压，而UVP迟滞阈值则增大至1.2/1.3V。如果启动时交流线路过低或反馈网络出现故障（例如反馈引脚发生意外接地短路故障），此功能可保护PFC级。3）冗余过压保护(OVP2)：CS/ZCD多功能引脚用于检测过高的输出电压电平，并在反馈网络发生错误（电阻值错误、老化效应…）时防止*性输出电压失控。4）热关断：当结温超过°C（典型值）时，内部热电路会禁用栅极驱动。一旦温度降至约°C（°C迟滞）以下，电路将恢复工作。便于制造和安全测试：PFC级的元件可能会因制造或处理事故、过大的*作应力或其他故障而导致意外短路、**或损坏。特别地，*的相邻引脚可能会短路、接地或连接*。通常要求这种导通/关断的情况不会引起火灾、烟雾或噪音。NCPA集成了增强功能，可协助在诸如引脚连接不当（包括GND）或是升压或旁路二极管短路的情况下满足上述要求。与TSOP−6版本相比，SOIC−8选项还带有由D*引脚控制的睡眠模式。该引脚上的高电平或开路会禁用*，并将ICC偏置电流降至μA以下（典型值）。此功能有助于满足苛刻的待机功耗要求。

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图1：*板的电路图步骤1：定义关键规格●线路频率fline：面向Hz/Hz应用。实际上，通常是在−Hz的范围内指定该值。对于“保持时间”等的计算，必须考虑指定最低值。●最低线路电压(Vline,rms)LL：这是PFC级必须运行的最小rms输入电压。该值通常比最小典型电压（许多国家为V）低−%。我们将取：(Vline,rms)LLV。●最高线路电压（Vline,rms）HL：这是最大rms输入电压。它通常比最大典型电压（许多国家为V）高%。我们选择：(Vline,rms)HLV。●标称电压Vout,nom：这是高压线调节电压。Vout,nom必须高于(√2·(Vline,rms)HL)。我们的目标值是V。●低压线输出电压Vout,LL：NCPA输入电压跟随升压(followerboost)功能提供了在低压下选择较低调节电压的能力，以实现PFC级的尺寸和效率优化。该值通常被设置为略高于高压检测阈值。我们的目标值是V。●磁峰-峰值输出电压纹波(Vout)pk−pk：此参数通常以输出电压的百分比来指定。必须选择等于或低于6%VFB磁峰-峰值纹波，以免在正常*作中触发动态响应增强器(DRE)。●保持时间tHOLD−UP：此参数指定在线路压降期间输出保持有效的时间。通常指定单线周期。此要求需要了解PFC级输出上为确保应用正常运行所需的最小电压(Vout,min)。我们已经假设(Vout,min=V)足够高，可以向下游转换器提供足够的输入电压。●输出功率Pout：这是PFC负载的功耗。●最大输出功率Pout,max：这是最大输出功率，在我们的应用中为W。●最大输入功率(Pin,avg)max：这是在正常运行时可以从电源获取的最大功率。该值是在满载、低压条件下获得的。假设在这些条件下的效率为%，我们将使用：

（公式1）步骤2：功率级设计在重载条件下，NCPA将于临界导通模式(CrM)下运行。因此，电感器、大容量电容和功率硅器件的尺寸通常与其他CrMPFC的相同。本章不会详细说明这一过程，而是强调几个关键点。PFC电感器电路的导通时间受到内部*。PFC级可以提供的功率取决于电感器，因为L值将确定给定导通时间的电流上升。具体而言，以下公式给出了PFC级的功率能力：

（公式2）电感器越小，PFC级的功率能力就越高。因此，L必须足够低，以便可以在最低线路电平下提供全功率：

（公式3）与传统的CrM应用一样，以下公式给出了其他重要参数：●最大峰值电流：

（公式4）●最大rms电流：

（公式5）在我们的应用中，电感器必须满足以下要求：

（公式6）Ton,max（典型值为.5μs）的最小值为.8μs，将用在公式6中，因为这是计算L时的最坏情况。建议选择比公式6返回的电感值至少小%的电感值，以获得充足的裕量。为了*的紧凑性，选择的是μH电感器。它由用于零电流检测的:1辅助绕组组成。可以看到，CrM*作中的开关频率取决于电感器值：

（公式7）例如，在低压、满载（正弦曲线顶部）条件下，开关频率为：

（公式8）上述计算对应的低压调节电压为V。在实际设计中，PFC输出功率在输入电压过零点时不理想，因此实际导通时间将延长，以调节所需的负载。与公式4、公式5和公式7中的计算结果相比，随着导通时间的延长，电感器峰值和rms电流会升高，而开关频率则降低。因此，建议在公式中增加至少%的裕量。功率器件一般而言，二极管桥和功率开关被置于同一散热器上。根据经验，可以估算散热器必须满足如下散热目标：●在多电源应用中，约为输出功率的4%（%通常是目标最低效率）●在单电源应用中，约为输出功率的2%。在我们的多电源应用中，大约需要消散4W的热能。在该热能的损失源中，可以列出：●二极管桥的导通损耗可通过以下公式来估算：

（公式9）其中Vf是桥式二极管的正向电压。●MOSFET导通损耗由下式给出：

（公式）在我们的应用中，采用的是：●Pbridge=2.1W（假设Vf为1V）。●(Pon)max=1.·RDS(on)W。假设RDS(on)在高温下加倍，因此最大导通损耗约为2.6·RDS(on)W。开关损耗不易计算，我们不作预测。相反，根据经验，我们会假设损耗预算等于MOSFET导通的损耗预算。实验测试将检验它们是否低于估算值。升压二极管是以下导通损耗的来源：IOUT·Vf，其中IOUT是负载电流，而Vf是二极管正向电压。在低压条件下（调节电平设置为V时），最大输出电流为0.4A，二极管导通损耗在0.4W范围内（假设Vf=1V）。PDIODE=0.4W。PFC输出大容量电容在定义大容量电容时，通常主要有三个标准/约束：●磁峰-峰值输出电压纹波：

（公式）其中(ω=2π·fline)是线路频率。磁峰-峰值FB引脚电压纹波(δVFB)pk−pk通常低于FB参考电压(VREF=2.5V)的±3%（6%磁峰-峰值），以免在正常*作中在良好的裕量下触发OVP和DRE功能。反馈电阻分压比由下式给出：

（公式）因此，磁峰-峰值FB电压为：

（公式）由此，在Hz线路频率下，将VFB纹波*在6%的最小CBULK为：

（公式）●保持时间的规格：

（公式）其中，保持时间为ms。●Rms电容器电流：Rms电流取决于负载特性。假设知道电阻负载，我们可以推导出其大小的以下近似表达式：

（公式）在我们的应用中，采用的是：

（公式）